諧波失真極低的現代IC放大器，在一系列應用中可以改善動態范圍。但是，要特別注意這些放大器在印制電路板上的布局，因為不當的印制電路板布局可以使失真性能惡化20dB。
典型的高速放大器結構都包括兩套旁路電容器（圖 1）。一套電容器的電容量較大（約 1mF 至 10mF），另一套則要小幾個數量級（1nF至100nF）。在放大器的電源衰減較低的頻率下這些電容器能提供一個低阻抗的接地通路。一個高速放大器的正確旁路通常需要兩組或兩組以上的電容器，因為在放大器帶寬上限前，電容量較大的電容器組一般會發生自諧振。高質量的片式電容器是理想的去耦電容器，因為它們與通孔式電容器相比，電感量要低很多。

電阻器RT用于端接放大器的輸入，使源阻抗與用于測量的測試儀器的阻抗相匹配。在不使用傳輸線的應用電路中，無需使用端接電阻器。圖中放大器的輸出驅動負載為RL，RL表示放大器要驅動的任何可能的負載。當放大器的輸出電壓為正時，放大器必須為RL提供電流。同樣，當輸出電壓為負時，放大器必須吸收電流。無論放大器是通過負載吸收電流還是為負載提供電流，都要有電流返回電源的通道。電流在返回時會選擇阻抗的通道。


在高頻情況下，阻抗通道是經過旁路電容器。當放大器提供或吸收高頻電流時，該電流要流經多個回路。上行旁路電容器的接地端為運放提供電流，而運放的吸收電流通過下行旁路電容器接地。每個流經旁路電容器的高頻電流都被半波整流。有效旁路的關鍵是要了解高頻電流如何流動。




所示電路包括驅動等效1kΩ負載的一個高速放大器，負載構成一個衰減器，為測試需要保持一個50Ω的反向端接（圖 2）。輸入也端接到50Ω，以匹配使用的信號源。不同電路板布局的失真測量結果各不相同（圖3與圖4）。對電路布局的高頻電流環路進行分析將有助于闡明這些二次諧波失真的差異（圖5）。
圖 3 表示的是較差的情況，電源位于印制電路板的背面，意味著旁路電容器要由通孔（從印制電路板的一層到另一層的通孔）連接到電源。這些通孔會增加高頻電流回路的電感。當放大器吸收電流時，該電流通過一個實心地層返回到C2和C4。然而，當放大器提供電流時，該電流在返回C1和C3以前，要通過兩組感性通孔。




在高頻情況下，這些電感可以增加相當大的阻抗。當高頻電流通過這些阻抗時，就會產生誤差電壓。由于高頻電流是半波整流的，誤差電壓也是半波整流的。經半波整流的信號攜帶有大量的奇次諧波成份，會引起二次諧波失真，而三次諧波則保持不變。
圖 4 則相反，它是一種改進的布局，電源在電路板正面旁路，所以旁路電容器不需要使用通孔。另外，負載接地靠近兩個去耦網絡，所以，在放大器提供和吸收高頻電流的通道上也無需通孔。這種經改進的印制電路板布局方法將二次諧波失真指標改善了3dBc 至18dBc。并且這種改善適用于各種頻率。







差分旁路
旁路方法對避免接地問題很有用。可以對圖1進行修改，使一組旁路電容器（C1和C3）跨接在電源上，而另一組旁路電容器（C2和C4）仍然連接在電源與接地之間。
這種結構可以方便地在印制電路板上實現旁路電容器與負載的真正接地。負載與旁路電容器的完全接地可以將兩接地點之間的電感減少到程度，因而減小了高頻地電流形成的誤差電壓。另外，高頻電流在返回負載或進入負載前就整合起來，就不會出現標準旁路情況下的半波整流問題，也就幾乎不包含奇次諧波成份。因此，電流通道中產生的誤差電壓不會增大失真。
將這一技術應用于一個旁路不良的電路布局（圖 6）中，能夠顯著地改善失真。要記住旁路電容器走線應盡量短，盡量不使用通孔。必須用通孔時，應牢記兩個并行通孔的電感只有單一通孔電感的一半。當增加通孔直徑時，通孔的電感量也會減小。當需要反饋網絡接地時，而閉環增益大于 1的情況下，這種方法已證明特別有用。在這樣的情況下，反饋網絡是放大器負載的有效部分。流經反饋網絡的高頻電流也通過旁路電容器返回電源。所以，還需要確定反饋網絡的接地方式，使旁路電容器增加的電感量達到小。

負載接地電流效應
在上面的例子中，我們討論了不良旁路接地位置對諧波失真的影響。高頻電流通路的評測顯示，負載接地對布局也有影響。對長的負載電流返回通路，100Ω 負載包括一個49.9Ω 的反向端接電阻器和一個 50Ω的電阻器（圖 7）。50Ω 電阻器是用于測量的頻譜分析儀的輸入阻抗。傳輸線是約一英寸長的50Ω印制電路板走線，再串接6英寸長的高質量50Ω同軸電纜。提供和吸收的高頻電流必須經過一個長長的感性回路，包括100Ω負載、多個旁路電容器、傳輸線，以及放大器的輸出級。
為縮短負載電流的返回通路，用一個976Ω電阻器替換49.9Ω電阻器，在其左側用一個114Ω電阻器接地，在右側用一個52.3Ω電阻器接地。對放大器來說，這一電路可實現相同的100Ω有效負載，并且到頻譜分析儀50Ω 端接處仍然存在一條長通路。然而，由于有了114Ω電阻器，現在大部分負載電流有一個至旁路電容器的短返通路。這個短返通路的電感比前例中的長返通路要小得多。當高頻電流流經這些回路時，較小的電感產生的誤差電壓也較低。盡管這種結構不能用于驅動反向端接線路，但它仍然優化了放大器驅動重負載（例如低噪聲電路結構中的低阻抗反饋網路）的能力。
對這兩種負載電流返回通路的二次諧波失真進行比較，可以看到，負載電流的長返回通路增加了高頻電流回路的尺寸（圖 8）。由于回路較長，因此有更大電感量。通過旁路電容器出入負載的高頻半波整流電流會產生誤差電壓。由于這些誤差電壓是半波整流的，因此會影響到二次諧波失真指標。本例顯示出保持高頻電流通路盡量短的重要性，方法是不要在遠離放大器的地方將負載接地。
不幸的是，用戶很難改變放大器的管腳引出位置，管腳位置也可以對失真造成重大影響。造成問題的原因是，在一個標準的 SO-8 封裝上，負電源管腳正挨著放大器的非反相輸入端（圖 9）。當電流流入放大器時，會從負電源流出。這個電流（dLS）產生一個磁場 B，把負電源管腳耦合至非反相輸入端。這兩個管腳的耦合可在非反相輸入端產生誤差電流（dIIP）。
根據楞次(Lenz)定律，磁場產生的電流方向與磁場方向相反。這個誤差電流會產生一個誤差電壓，它出現在每個周期的一半中，因為 -VS 只在一半時間里提供負載電流。因此，輸入電壓會產生一種不對稱，導致偶次諧波失真加重。有些放大器會可旋轉引出腳，將負電源與非反相輸入端分開（圖10）。

當電路驅動一個低阻抗負載時，用戶更容易看到封裝管腳對失真的影響。這是因為流過的電流較大，因此使 dIS也較大（圖11）。增加系統的閉環增益會使輸出端誤差更大，但也不會遞增失真，因為閉環增益的減小早已造成了失真惡化問題。